Курсовая работа - Принципы построения систем сотовой связи - файл n1.docx

Курсовая работа - Принципы построения систем сотовой связи
скачать (731 kb.)
Доступные файлы (1):
n1.docx731kb.29.05.2012 21:54скачать

n1.docx

1   ...   10   11   12   13   14   15   16   17   18

4.4 Модуляция.


Модулятор является последним элементом передающего тракта (рис. 1.4) и, строго говоря, не выполняет никаких операций собственно цифровой обработки сигналов. Его задача состоит в переносе информации цифрового сигнала с выхода кодера канала на несущую частоту, т.е. в модуляции сверхвысокочастотной (СВЧ) несущей низкочастотным (НЧ) цифровым видеосигналом. Модулированный СВЧ сигнал с выхода модулятора через антенный коммутатор поступает на антенну и излучается в эфир, чтобы быть затем принятым антенной станции-получателя информации. Соответственно демодулятор — первый элемент приемного тракта, и его задача заключается в выделении из принятого модулированного радиосигнала информационного видеосигнала, который подвергается цифровой обработке в последующей части приемного тракта.

Как известно, существуют три основных вида модуляции: это амплитудная модуляция – AM, частотная модуляция – ЧМ и фазовая модуляция – ФМ. Между тем в цифровой сотовой связи фигурируют такие названия, как квадратурная фазовая манипуляция, минимальная манипуляция и т.п. На самом деле это не что иное, как разновидности фазовой или частотной модуляции, предназначенные для передачи дискретных (цифровых) сигналов. Дискретная модуляция (модуляция дискретными сигналами) имеет свою специфику и во многом обличается от более привычной для многих радиоинженеров модуляции непрерывными сигналами. В применении к цифровой сотовой связи в качестве обязательных требований для используемых методов модуляции обычно указывают высокую спектральную эффективность, низкий уровень помех по смежным частотным каналам, низкую частоту битовой ошибки, экономичность (эффективность использования энергии источника питания, что особенно актуально для подвижной станции), простоту реализации.

В стандарте D-AMPS используется дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом π/4 (π/4 ДКФМ). По сути это — дискретная фазовая модуляция, с основным дискретом коммутации фазы π/2 (как при обычной квадратурной фазовой манипуляции), но с дополнительным сдвигом по фазе на π/4 при переходе от символа к символу входной модулирующей последовательности импульсов. Слово дифференциальная в названии метода означает, что очередное изменение фазы отсчитывается не по отношению к фазе некоторого опорного сигнала, а по отношению к фазе предыдущего дискрета.

В этом методе все импульсы входной информационной последовательности bk модулятора разбиваются на пары – на 2-битовые символы, и при переходе от символа к символу начальная фаза СВЧ сигнала изменяется на величину Δφ, которая определяется битами символа в соответствии с алгоритмом, приведенным в табл.4.1.

Таблица 4.1. Закон фазовой манипуляции метода π/4 ДКФМ

Биты входной последовательности модулятора

Изменение фазы

Δφk = Δφk (Xk,Yk)

нечетные (первые биты символа) Хk

Четные (вторые биты символа) Yk

1

0

0

1

1

1

0

0

-3π/4

3π/4

π/4

- π/4

Фазовая диаграмма, соответствующая этому методу, представлена на рис. 4.5. Кружочками обозначены дискретные значения, которые может принимать фаза несущей, отсчитываемая от некоторого начального значения. Стрелками указаны возможные переходы между разрешенными значениями фазы. Оси координат соответствуют синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющим сигнала. Эта фазовая диаграмма состоит фактически из двух диаграмм обычной квадратурной фазовой манипуляции: фазовые состояния одной из них помечены значком , а другой – значком , и диаграммы сдвинуты одна относительно другой на угол π/4. При переходе от



Рис.4.5. Фазовая диаграмма, соответствующая методу π/4 ДКФМ

Одного символа к другому происходит изменение фазы от одного из состояний первой диаграммы к одному из состояний второй, а при переходе к следующему символу – возврат к предыдущей диаграмме, хотя скорее всего не к прежнему фазовому состоянию. Результирующий выходной сигнал модулятора может быть представлен в виде

s(t) = cos(ω0t + φk) ,

где ω0 – несущая частота, φk = φk-1 + Δφk — начальная фаза на интервале k-го символа.



Рис.4.6. Блок-схема модулятора π/4 ДКФМ

Описанному выше модулятору π/4 ДКФМ соответствует блок-схема, приведенная на рис. 4.6. Поясним работу блока дифференциального кодирования фазы, который осуществляет формирование амплитуд lk, Qk квадратурных составляющих очередного дискрета (символа) модулированного сигнала в соответствии с алгоритмом

Ik = cosφk = cos(φk-1 + Δφk) = cos φk-1 cos Δφksin φk-1 sinΔφk = Ik-1cos[Δφk(Xk,Yk)] – Qk-1sin[Δφk(Xk,Yk)] ,

Qk = sinφk = sin(φk-1 + Δφk) = sin φk-1 cos Δφk + cos φk-1 sinΔφk = Qk-1 cos[Δφk(Xk,Yk)] – Ik-1sin[Δφk(Xk,Yk)],

где приращение фазы Δφk определяется табл.4.1. Выполнение вычислений упрощается тем, что каждая из величин cos Δφk, sinΔφk, lk, Qk может принимать в соответствии с рис.4.5 лишь одно из пяти дискретных значений: 0, ±√2/2, ±1. Сумма модулированных квадратурных составляющих дает окончательный выходной сигнал:

Ik cosω0t + Qk sinω0t = cosφk cosω0t + sinφk sinω0t = cos(ω0t + φk) = s(t).
В стандарте GSM используется гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (ГММС). Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно – через интервалы времени, кратные периоду Т битовой модулирующей последовательности, – принимает, значения

fн = f0F/4 или fв = f0 + F/4,

где f0 – центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/Т – частота битовой последовательности. Разнос частот Δf = fB - fH = F/2 — минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот fH и fB на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот fH и fB набегает разность фаз, равная π. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром; именно эта дополнительная фильтрация отличает метод ГММС от метода ММС (манипуляция с минимальным сдвигом).

В методе MSK входная последовательность битовых импульсов модулятора разбивается на две последовательности, состоящие соответственно из нечетных и четных импульсов, и модулированный сигнал (выходной сигнал модулятора) на протяжении очередного n-го бита определяется выражением, зависящим от состояния текущего n-го и предшествующего (n - 1 )-го бита:

s(t) = ±cos(πt/2T)cosω0t ± sin(πt/2T)sinω0t = ±cos(ω0t± πt/2T), (n-1)TtnT. (4.1)

Здесь ω0 = 2πf0центральная частота канала, а выбор знаков «плюс» или «минус» перед соответствующими членами выражения определяется алгоритмом, приведенным в табл.4.2.

Таблица 4.2. Закон модуляции метода ММС

Биты входной последовательности модулятора

Знаки в первом представлении (4.1)

Знаки во втором представлении (4.1)

Значение несущей частоты

нечетный бит

четный бит

знак cos

знак sin

общий знак выражения

Знак πt/2T




1

0

0

1

1

1

0

0

+

+

-

-

+

-

-

+

+

+

-

-

-

+

-

+

fн

fв

fн

fв


Подчеркнем, что два бита, используемые в качестве аргументов закона модуляции (два первых столбца в табл. 4.2), выбираются с учетом того, какой бит является текущим: если текущий бит четный, то вторым битом пары является предшествующий ему нечетный; если же текущий бит нечетный, то второй бит пары – предшествующий ему четный.

Из выражения (4.1) следует, что текущая фаза модулированного сигнала

φ(t) = ω0t ± πt/2T ,

т.е. набег фазы на интервале Т одного бита

Δφ = ±π/2 ,

а мгновенная частота, как производная от фазы

ω(t) = d[φ(t)]/dt = ω0 ± π/2t = 2π(f0 ± F/4) ,

т.е. мгновенная частота принимает одно из двух значений – fB или fH, постоянное на протяжении бита, что и указано в последнем столбце табл. 4.2.

Таким образом, изменение знака начальной фазы во второй части выражения (4.1) означает переход от fH к fB или обратно. Изменение же общего знака выражения (4.1), эквивалентное изменению начальной фазы на π, позволяет сохранить непрерывность фазы при изменении частоты.

Приведем еще одно пояснение метода ММС, которое, возможно, будет более наглядным, для чего обратимся к рис.4.7. На первом графике рис.4.7 представлен пример входной битовой последовательности а модулятора.



Рис.4.7. Временные диаграммы сигналов в методе ММС
Второй и третий графики дают соответственно последовательности нечетных aI и четных аQ бит входной последовательности, причем длительность каждого бита увеличена вдвое в сторону запаздывания, т.е. каждый бит «растянут» во времени до 2-битового символа, и для удобства последующих рассуждений принято, что последовательности аI и аQ принимают значения +1 и -1 (значение -1 соответствует значению 0 исходной последовательности а).

В результате для каждого битового интервала длительностью Т расположенные одно над другим значения аI и аQ дают как раз ту пару четного и нечетного бит, которые являются аргументами закона модуляции (табл. 4.2).

Четвертый и пятый графики рис.4.7 показывают форму модулирующих сигналов двух квадратурных каналов bI и bQ, получаемых как произведения функций аI и аQ соответственно на квадратурные низкочастотные сигналы sin(πt/2T) и cos(πt/2T). Обратим внимание на скачкообразные изменения фазы этих сигналов на π в моменты изменений знаков аI, аQ.

Окончательный модулированный сигнал согласно первой части выражения (4.1) получается как результат перемножения модулирующих сигналов квадратурных каналов с соответствующими несущими sin(ω0t ) и cos(ω0t) и суммирования полученных произведений. Описанный принцип построения модулятора ММС поясняется блок-схемой рис. 4.8 (пока без учета первого блока - гауссовского фильтра G). Подчеркнем, что эта схема также служит лишь для иллюстрации принципа работы модулятора.



Рис.4.8. Блок-схема модулятора ГММС
Из приведенных выше аналитических выражений непосредственно следует, что начальная фаза φн модулированного сигнала в методе ММС описывается линейно-ломаной кривой (график 6 на рис.4.7), т.е. зависимость φн(t) является непрерывной, но не гладкой. Добавление гауссовского фильтра, т.е. фильтра низких частот с амплитудно-частотной характеристикой в форме гауссовской кривой (блок G на рис 4.8), приводит к сглаживанию кривой φн(t) в точках излома. Ширина полосы B фильтра по уровню 3 дБ выбирается равной

B = 0,3F ,

т.е. произведение

BT = 0,3 ,

где Т и F, как и ранее, – соответственно период и частота битовой модулирующей последовательности.

Поскольку в стандарте GSM F = 270,833 кГц,полоса гауссовского фильтра равна В = 81,3 кГц.

Введение гауссовского фильтра приводит к сужению главного лепестка и снижению боковых лепестков спектра на выходе модулятора, чем обеспечивается допустимый уровень помех по смежным частотным каналам.

В заключение раздела отметим, что методы модуляции π/4 ДКФМ и ГММС оказываются сопоставимыми по частоте битовой ошибки, хотя первый из них обеспечивает несколько более высокую эффективность использования полосы частот в расчете на 1 бит передаваемой информации. Упомянем также, что метод модуляции π/4 ДКФМ используется в японском цифровом стандарте сотовой связи PDC, а метод ГММС – в стандарте DECT беспроводного телефона, но при ВТ = 0,5.

1   ...   10   11   12   13   14   15   16   17   18


4.4 Модуляция
Учебный материал
© nashaucheba.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации