Попов И.И. Основы энергетической электроники - файл n1.doc

приобрести
Попов И.И. Основы энергетической электроники
скачать (2749.2 kb.)
Доступные файлы (1):
n1.doc21194kb.07.04.2004 23:33скачать

n1.doc

1   ...   22   23   24   25   26   27   28   29   30

8. Практикум по решению задач

8.1 Тепловые характеристики полупроводниковых вентилей


Данный материал в равной мере относится к диодам, тиристорам, симисторам и силовым транзисторам.

Температура.

Температура различных точек кремниевой шайбы при работе п/п вентиля не одинакова, наибольшей является температура p-n-перехода j.Верхнее и нижнее предельные значения этой температуры определяют область рабочих температур вентиля. Температура p-n-перехода является исходной при расчете допустимых нагрузок вентиля по току и требуемого при этом охладителя. Кроме того, для расчетов необходимо знать температуру корпуса прибора c, измеряемую в определенных точках на корпусе, температуру охладителя (радиатора) h, определяемую в заданной точке поверхности контакта охладителя с вентилем, и температуру окружающей среды a, т.е. температуру воздуха, непосредственно граничащего с охладителем. При жидкостном, (например, при водяном) охлаждении a -температура охлаждающей жидкости.

Установившееся тепловые сопротивления определяются, когда темпера­тура всех компонент вентиля достигла установившегося значения. Полное тепловое сопротивление между p-n-переходом и окружающей средой определяется по формуле
Rthja=(j-a)/Ptot, (8.1)
где Ptot-полная мощность потерь.

Полное тепловое сопротивление состоит при одностороннем охлаждении вентиля из трех составляющих:

Rthja=Rthic+Rthch+Rthha (8.2)
Здесь Rthic-полное тепловое сопротивление от p-n-перехода к корпусу вентиля:
Rthic=(j-c )/Ptot (8.3)

Тепловое сопротивление контакта между вентелем и радиатором
Rthch=(c -h)/Ptot (8.4)

Rthha-тепловое сопротивление радиатора:
Rthhа=(h -a)/Ptot (8.5)
Эквивалентная схема для тепловых процессов приведена на рис. 8.1.




Рис. 8.1. Эквивалентная тепловая схема вентиля при установившемся режиме
Внутреннее тепловое сопротивление вентиля Rthic зависит от его конструкции. Тепловое сопротивление Rthch зависит от условий монтажа вентиля, т.е. от качества контактной поверхности, от прижимного усилия (определяемого закручивающим моментом), от наличия изолирующей шайбы между корпусом вентиля и охладителем и от смазки контакта.

Тепловое сопротивление охладителя зависит от размеров и формы охладителя, от его конструкции и ориентации в пространстве, от скорости движения и количества охлажденной среды, а при естественном воздушном охлаждении - также и от разности температур между охладителем и

о
кружающей средой, т.е. от потерь мощности вентилей (рис. 8.2. а, б).

Рис. 8.2. Зависимость теплового сопротивления Rthha радиатора от скорости охлаждающего воздуха при принудительном охлаждении (а) и от мощности потерь Ptot в вертикально расположенном вентиле при естественном охлаждении (б)
Если полное тепловое сопротивление и мощность потерь в вентиле из­вестны, то температуру p-n-перехода можно найти из (8.6):
j =a+Ptot ·Rthja (8.6).
Если полное тепловое сопротивление неизвестно, то измерив темпера­туру корпуса прибора найдем его по уравнению
j =c +Ptot·Rthjс (8.7).

8.2 Расчет управляемой мостовой схемы выпрямителя


Дано: Схема (рис. 8.3)



Рис. 8.3. Схема однофазного управляемого мостового выпрямителя
Схема выпрямителя с идеально сглаженным выпрямленным током подключена непосредственно к сети переменного тока с частотой 50 Гц и питает через сглаживающий реактор активную нагрузку сопротивлением R=10 Ом.

Требуется рассчитать токи, напряжения и мощность выпрямителя при = 0 и при = 45.

Решение:

Из справочных таблиц для этой схемы имеем:

Udi 0/U2=0,9;

коэффициент пульсации (без L фильтра) q=0,48;

KT·I1/Id=1.

При отсутствии регулирования (=0o) среднее значение идеального выпрямленного напряжения
Udi 0=0,9·U2=0,9220=198 B (8.8)
Действующее значение напряжения пульсации Uq, наложенного на постоянное выпрямленное напряжение
Uq=q ·Udi 0=0,48198=95 B (8.9)
Среднее значение выпрямленного тока
Id=Udi 0/R=198/10=19,8 A (8.10)
Так как
KT · I1/Id=1 (8.11)
KT = 1, то действующее значение i1 потребляемого от сети тока
I1 = Id = 19,8 A (8.12)
Мощность идеального выпрямителя
Pd 0 = Udi 0·Id = 198·19,8 = 3,92 кВА (8.13)
Кажущаяся мощность на стороне сети
S = U1·I1 = 22019,8 = 4,36 кBА (8.14)
При угле управления = 45, среднее значение выпрямленного напряжения будет

= 198·cos45° = 140 B (8.15)
Среднее значение выпрямленного тока
Id = /Rd = 140/10 = 14 A (8.16)

Следовательно, действующее значение потребляемого от сети тока I1 составляет
I1 = Id = 14A (8.17)
При = 0, пульсация выпрямленного напряжения больше, чем в неуправляемом выпрямителе и поэтому для сглаживания выпрямленного тока требуется большой реактор.

Если в схеме имеется нулевой диод, то выпрямленное напряжение составляет
= Udi 0·(1+cos)/2 = 198·(1+cos45)/2 = 169 B (8.18)
Пульсация выпрямленного напряжения при наличии нулевого диода уменьшаются, однако все же остаются большими, чем в неуправляемом выпрямителе.

8.3 Расчет трехфазного мостового выпрямителя






Рис. 8.4. Схема трехфазного мостового выпрямителя
Выпрямитель, выполненный по трехфазной мостовой схеме (рис 8.4), подключен непосредственно к трехфаз­ной сети переменного тока с напряжением 380 В, 50 Гц и обеспечивает хо­рошо сглаженный выпрямленный ток Id = 300 A. Важнейшие параметры выпрямителя берем из справочных данных:

среднее относительное значение при холостом ходе Udi 0/U2 - 2,34;

коэффициент пульсаций q - 0,042;

действующее относительное значение тока KT ·I1/Id - 0,82.

Фазное напряжение:
U2 = 380/ = 220 В (8.19)
Выпрямленное напряжение при идеальном холостом ходе:
Udi 0 = 2,34·220 = 515 В (8.20)
Фактически выпрямленное напряжение при номинальном токе из-за падения напряжения в вентилях, в питающей сети, в часто включаемом для ограничения токов короткого замыкания реакторе и т.д. оказывается примерно на 10% ни­же.

Мощность идеального выпрямителя равна:
Pd0 = Udi 0·Id = 515300 = 155 кВт (8.21)
Действующее значение тока, потребляемого от сети (с учетом KT =1)
I1 = 0,82·Id = 0,82·300 = 246 A (8.22)
Если необходимо снизить выпрямленное напряжение до 440 В, вво­дится угол управления :

Для полностью управляемого выпрямителя =Udi 0·cos, отсюда:

cos = /Udi 0 = 440/515 = 0,854; = 31,3 (8.23)

Для "полууправляемой" схемы = Udi 0·(1+cos)/2, отсюда:

cos = 2·/Udi 0 -1 = 2440/515 -1= 0,709; = 44,9. (8.24)

8.4 Расчет автономного инвертора.


Установка индукционного нагрева с параметрами РН = 100 кВт, f = 8000 Гц, /0 = 0,1, UН=700 B питается от тиристорного инвертора, который через выпрямитель непосредственно подключен к трехфазной сети 50 Гц напряжением 380 В.

При питании инвертора от выпрямителя, непосредственно подключенного к трехфазной сети и выполненного по трехфазной мостовой схеме, входное напряжение равно Ud = 500 B (при = 0 и с учетом реальных падений напряжения на элементах схемы). При достаточно большом реакторе в промежуточной цепи постоянного тока и без учета потерь мощности в вентилях получаем постоянный ток на выходе инвертора, определяющий амплитуду тока тиристора:

Id = PН /Ud = 100103/500 = 200 A. (8.25)
Амплитуда напряжения на нагрузке, которая определяет максимальное значение напряжения, прикладываемого к тиристорам, составляет:

В
Находим схемное время выключения:

мкс (8.26)
Таким образом, тиристоры инвертора должны удовлетворять следующим требованиям:

время выключения tq  10 мкс (коэффициент запаса kq = 1.3);

периодически повторяющиеся прямое и обратное напряжение при коэффициенте запаса ku = 1.2 URRM,DRM  1200 B;

среднее значение прямого тока IT(AV) = 100 A;

амплитудное значение прямого тока ITM = 200 A при частоте 8 кГц.

Этим требованиям удовлетворяют, например, тиристоры с комбинированным выключением типа T178S (фирма AEG-Telefunken), которые при частоте 8 кГц допускают прямой ток с амплитудой 200 А, если di/dt < 80 А/мкс (следовательно, необходим дополнительный реактор), при температуре корпуса tc < 80 C (т.е. необходимо водяное охлаждение). В этом случае параллельное включение тиристоров не требуется.

При th =13 мкс и /0 = 0.1 находим по рис. 8.5 отношение частот fp/f0 = 1.1. Для получения заданной мощности в нагрузке необходимо, чтобы индуктивность нагрузки в соответствии с:

(8.27)

не превышала

мкГн (8.28)



Рис. 8.5. Зависимость относительного времени th, предоставляемого для выключения тиристоров, от соотношения частот fp/f0 и от относительного затухания  /0 (при fp = const)


8.5 Основные показатели и характеристики регуляторов


Важнейшими эксплуатационными характеристиками регуляторов постоянного напряжения в общем случае являются:

- рабочая частота. Повышение частоты переключений снижает затраты на фильтр и повышает быстродействие регулятора, однако при этом возрастают требования к элементам схемы и увеличиваются потери в регуляторе;

- максимальное и минимальное значения коэффициента передачи. Диапазон требуемых значений коэффициента передачи по напряжению во многих случаях определяет выбор схемы. Часто требуемая минимальная величина коэффициен­та передачи kU, необходимая для получения U2min, достигается за счет снижения частоты переключений ниже частоты при номинальном режиме, т.е. за счет комбинации ШИР и ЧИР. Диапазон регулирования определяется регулировочной характеристикой регулятора kU =f(T3/T) (рис. 8.6), которая опре­деляет также зависимость коэффициента передачи регулятора от тока нагрузки;


Рис. 8.6. Регулировочные характеристики регулятора (1 - I2= 0,2I2max; 2 - I2= 0,5I2max; 3 - I2= I2max)
- диапазоны изменения входного напряжения и тока нагрузки. Они опре­деляют эксплуатационные свойства регулятора, при этом должна быть задана длительность работы при предельных режимах, например при наибольшем токе;

- коэффициент полезного действия. Определяется в общем случае потеря­ми в основном тиристоре (транзисторе), коммутационном устройстве, шунти­рующем диоде и во входном и выходном фильтрах.

Порядок расчета регулятора показывается на примере регулирования тока возбуждения тягового двигателя. Требуемый диапазон изменения тока возбуждения при сопротивлении нагрузки от 4 до 6,8 Ом и входном напряже­нии U1=500ч1000 В составляет I2=10ч70 A. При перенапряжениях U1>1200 B регулятор выключается. При выключенном регуляторе U11500 B. Наибольший ток, который необходимо выключать, равен 100 А, рабочая частота регуля­тора 300 Гц.

Из приведенных данных следует, что kU=0,04ч0,48 при U1=1000 B. Ми­нимальная длительность замкнутого состояния ключа в соответствии с соот­ношением (1) составляет T3min=133 мкс.:
kU =U2/U1=T3 /Т=T3 f  1 (8.29)
где T=T3 +TP =1/f - период частоты переключения; f - частота переключения; T3-интервал замкнутого состояния ключа; TP-интервал паузы.

Выбираем схему рис. 8.7.



Рис. 8.7. Схема тиристорного регулятора напряжения с резонансным пере­зарядом коммутирующего конденсатора (VS,VSК - силовой и коммутирующий тиристоры; VDС - диод сброса; VDП - диод перезаряда; C - коммутирующий конденсатор; LП - реактор перезаряда; VD - "нулевой" диод; L2, R2 - пассивная нагрузка)
При определении коммутирующих элементов исходим из выражения:
T3min2 · (8.30)

Оптимальное значение коэффициента

kI == (8.31)

где ICkm - амплитудное значение тока коммутирующего конденсатора; I2-наибольшее возможное значение тока нагрузки; - коэффициент, учитываю­щий потери в контуре коммутации, составляет от 1,5 до 1,8.

При T3min =133 мкс, U1=500 B, I2=100 A, = 0,9; выбрав kI =1,7 получаем согласно уравнени­ям (8.30) и (8.31) СK =8 мкФ и LK =56 мкГн.

Время, предоставляемое основному тиристору для запирания, составля­ет
th==39,8 мкс (8.32)
Поскольку напряжение, прикладываемое к тиристору, на интервале запирания невелико (оно равно прямому напряжению на диоде VDС), выбираем тиристоры с tq=25 мкс. Токовая нагрузка тиристора VSK и диодов VDС и VDП определя­ется длительностью импульса тока конденсатора, равной =66,5 мкс, и амплитудой тока IСkm250 A (при U1=1000 B и I2=70 A). Наибольшая ско­рость нарастания тока составляет U1/LK 22 А/мкс. Ток основного тиристора VS равен сумме тока нагрузки и тока переразрядки конденсатора (первая полуволна). Поэтому выбираем тиристор типа ТЧ125.

Наибольшая токовая нагрузка шунтирующего диода VD получается при U1=1000 В. По условиям работы в данной схеме подходит быстродействующий диод на ток 60 А.

Максимальное выходное напряжение 1500 В обусловливает необходимость последовательного включения двух тиристоров 10-го класса. Максимальное напряжение шунтирующего диода составляет примерно 2400 В.

8.6 Влияние преобразователей на питающую сеть


Выпрямитель, обеспечивающий в нагрузке мощность Рd0=1 МВА, подклю­чен к промышленной сети с мощностью короткого замыкания Sk=50 МВА. При выборе значения индуктивной компоненты напряжения uxt короткого замыка­ния трансформатора или реактора, включенного в сеть переменного тока, необходимо учитывать, что при повышенных значениях uxt ток короткого за­мыкания существенно ограничен, что упрощает выбор устройств защиты, но при этом значительно возрастает индуктивная составляющая изменения вып­рямленного напряжения udxt. Для последующего расчета предположим, что uxt = 8%.

Коэффициент подключения Кр=Pd0/Sk=1/50=2%. При отсутствии управления (=0) влияние преобразователя на питающую сеть характеризуется следующи­ми величинами:

- длительность провалов в кривой напряжения
cos0=1-(uxt+Kp)=1-(0,08+0,02); 0=25,8 (8.33)
- величина провалов:

h0===7,54% (8.34)

- для определения частного коэффициента гармоник используем формулу (8.35)
dxt=Udxt/Udi 0=A·uxt (8.35)
где А-коэффициент наклона внешней характеристики, зависит лишь от схемы выпрямления; его значения берутся из справочных данных

при А=0,5 находим

dxt = 0,5·8%=4%

для =5 согласно рис. 8.8. при ?=0 имеем I5/I5t =0,8.

Следовательно, частный коэффициент гармоник согласно (8.36)
k?=Kр·I /Ii (8.36)
равен k5= Kр ·I5/I5i =2%·0,8=1,6 %;



Рис. 8.8. Изменение относительного действующего значения 5-ой гармони­ки потребляемого от сети тока (по отношению к значению тока этой гармо­ники в идеализированном выпрямителе) в зависимости от обусловленного ин­дуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления ?
- далее находим

(8.37)

и при Кр=2% получаем с помощью рис. 8.10 (а и б), что kг<4%.
Р
ис. 8.9. Кривые для определения полного коэффициента гармоник kг в функции зависимости от коэффициента подключения Kр и относительного напряжения короткого замыкания uk: а - при ?=0; б - при ?=?/2-?/2
- для того же преобразователя при Ud = 0( управляемый выпрямитель при нулевом выпрямленном напряжении, т.е. при ?1=?/2-?/2) ?пределяем по (8.38) длительность провалов (определяемая углом перекрытия ?1)
sin(?1/2)=(uxt+Kp)/2 (8.38)
sin(?1/2)=(0,08+0,02)/2=0,05; следовательно ?1=5,73°.

- по формуле (7.39) определяем значение провала напряжения
h0 = (8.39)

h0 =

- по рис. 8.8 при dxt=4% и ? ? 90° находим I5/I5i=0,98; тогда согласно (8.36)

частный коэффициент гармоник равен k5=2·0,98=2%

- согласно рис. 8.9, б kг=5,5%.

Таким образом, при переходе от неуправ­ляемого режима преобразователя к режиму с нулевым выпрямленным напряже­нием изменение напряжения равно:

u=1,1· Kp=1,1·2 =2,2%.

Следовательно, ∆u меньше указанного в справочных данных граничного значения промышленной сети.

Литература


  1. ГОСТ 208559.1-79 (СЕ СЭВ 1135-78). Приборы полупроводниковые силовые единой унифицированной серии. Общие технические условия.

  2. ГОСТ 20332-84 (СТ СЭВ 1125-78). Тиристоры. Термины, определения и буквенные обозначения параметров.

  3. Белов Г. А. Высокочастотные тиристорно-транзисторные преобразователи постоянного напряжения. М.: Энергоатомиздат, 1987. С. 120.

  4. Давидов П. Д. Анализ и расчёт тепловых режимов полупроводниковых приборов. М.: Энергия, 1976. С. 230.

  5. Евсеев Ю. А., Дерменжи П. Г. Силовые полупроводниковые приборы. М.: Энергоиздат, 1981. С. 472.

  6. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. М.: Высшая школа, 1983. С. 494.

  7. Полупроводниковые выпрямители / Е. Н. Бернович, В. Н. Ковалёв, Ф. Н. Ковалёв и др. Под ред. Ф. Н. Ковалёва и Г. П. Мостиковой. М.: Энергия, 1978. С. 448.

  8. Проектирование стабилизированных источников электропитания радиоэлектронной аппаратуры / Л. Н. Краус, Г. В. Гейман, М. М. Лапиров-Скобло, В.И. Тихонов. М.: Энергия, 1980. С. 288.

  9. Розанов Ю.К. Основы силовой электроники. М.: Энергоатомиздат, 1992. С. 296.

  10. Руденко В. С., Сенько В.Н., Чиженко И. М. Основы преобразовательной техники. М.: Высшая школа, 1980. С. 442.

  11. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник / О. Г. Чебовский, Л.Г. Моисеев, Р. П. Недошивин, 2-е изд., перераб., и доп. М.: Энергоатомиздат, 1985. С. 400.

  12. Силовая электроника: примеры и расчёты / Ф. Чаки, И. Греман, И. Нимич и др. Пер. с англ. М.: Энергоатомиздат, 1982. С. 384.

  13. Ситник Н. Х. Силовая полупроводниковая техника. М.: Энергия, 1968. С. 320.

  14. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника, 1978. С. 447.

  15. СТ СЭВ 1655-79. Приборы полупроводниковые силовые. Предельно допустимые значения и характеристики.

  16. Супрунович Г. Улучшение коэффициента мощности преобразовательных установок / Под ред. В. А. Лабунцова. М.: Энергоатомиздат, 1985. С. 136.

  17. Тиристоры (технический справочник). Пер. с англ. / Под ред. В. А. Лабунцова. М.: Энергия, 1971. С. 560.

  18. Управляемые полупроводниковые вентили / Ф. Джентри, Ф. Гутцвиллер, Н. Холоньяк, Э. Фон Застров. М.: Мир, 1967. С. 455.

  19. Шопен Л. В. Бесконтактные электрические аппараты автоматики. М.: Энергия, 1976. С. 568.

  20. Электротехнический справочник: В 3-х т. Под общ. ред. профессоров МЭИ: Н. Н. Орлова (гл. ред.) и др. 7-е изд., испр. и доп. М.: Энергоатомиздат, 1985 – 1988.




1. Немцев Г.А., Ефремов Л.Г. Энергетическая электроника. Уч. пособие, М., Пресс-сервис, 1994, 320с.,ил.

2. Энергетическая электроника. Справочное пособие под редакцией В. А. Лабунцова. - М.: Энергоатомиздат, 1987, 464с.





1   ...   22   23   24   25   26   27   28   29   30


8. Практикум по решению задач
Учебный материал
© nashaucheba.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации